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9/6, 2022Vehículos de nueva energía y energía eólica

Vehículos de nueva energía y energía eólica

Solución integral Para vehículos de nueva energía y centrales eólicasYZPST se centra en componentes semiconductores de potencia como línea principal. Combinado con una fuerte integración de la cadena de suministro en el campo de los componentes electrónicos de potencia, con tiristores de potencia, módulos, IGBT, condensadores de película / derivación y otros productos, ofrece a los clientes una solución integral. Nuestros productos se exportan a Europa, América, América del Sur, Oriente Medio y Asia. IGBT Tiristor Condensador de película Módulo de potencia Condensador de derivación IGBT Tiristor Condensador de película Módulo de potencia Condensador de derivación

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9/6, 2022Almacenamiento de energía electroquímica

Almacenamiento de energía electroquímica

Solución integral Para inversores en el sistema de almacenamiento de energía electroquímicaYZPST se centra en componentes semiconductores de potencia como línea principal. Combinado con una completa capacidad de suministro para inversores de potencia, con tiristores de potencia, IGBT, módulos IGBT, transformadores, condensadores de enlace de CC y otros productos, ofrece a los clientes una solución integral. Nuestros productos se exportan a Europa, América, América del Sur, Oriente Medio y Asia. IGBT Módulos IGBT Condensador de enlace de CC Rectificador Schottky Transformadores IGBT Módulos IGBT Condensador de enlace de CC Rectificador Schottky Transformadores

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9/6, 2022Sistema completo de banco de condensadores de potencia

Sistema completo de banco de condensadores de potencia

Solución integral Para sistema completo de banco de condensadores de potenciaYZPST toma como línea principal los componentes de condensadores de potencia. Con muchos años de experiencia en el diseño del sistema completo de estaciones base de transmisión de energía, ofrecemos componentes semiconductores de potencia, fusibles, condensadores de potencia tipo tanque refrigerados por agua de alta frecuencia, transformadores de tensión/corriente y otros productos, para brindar a los clientes una solución integral. Nuestros productos se exportan a Europa, América, Sudamérica, Oriente Medio y Asia. Condensador de potencia Fusible Transformador Condensador Fusible Transformador

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5/20, 2022Cortocircuito del IGBT en el sistema y su protección

Cortocircuito del IGBT en el sistema y su protección

Cortocircuito del IGBT en el sistema y su protección resumen Este artículo analiza brevemente varias protecciones de cortocircuito del IGBT de uso común en sistemas de baja tensión y pequeña y mediana potencia, e introduce principalmente el uso de la detección de Vce. Se explican de forma concisa el principio de funcionamiento de la protección contra cortocircuitos y la racionalidad del diseño del circuito de protección. Introducción al esquema de protección contra cortocircuitos En el diseño común de protección contra cortocircuitos, el muestreo de corriente se realiza principalmente de tres maneras, respectivamente: N-BUS (cero línea) detección por resistencia shunt, detección Hall en la salida, detección de voltaje Vce. gráfico 1 La señal de voltaje se utiliza conectando una pequeña resistencia para determinar el cortocircuito en el circuito de bus. Este método tiene alta precisión y sensibilidad, y puede proteger contra cortocircuitos a tierra; la desventaja es que solo es adecuado para máquinas de poca potencia, y la alta corriente exige demasiado a la potencia de la resistencia. A medida que mejora el tiempo de respuesta del sensor Hall, no solo cumple la función de convertir la magnitud de la corriente, sino que también protege la corriente de cortocircuito mediante el circuito de hardware. Debido a los problemas de tiempo de respuesta de la detección Hall, su fiabilidad era relativamente menor que la de los otros dos métodos. El sensor Hall no se instala en el extremo de salida. El método protege los transistores superior e inferior a través de. La protección fotocoplada del IGBT se logra detectando la tensión C-E y, según la relación entre Vce e Ic, cuando Ic aumenta rápidamente, Vce lo sigue. Cuando el valor de Vce alcanza la tensión del punto de protección, el acoplamiento óptico se apaga automáticamente y envía la señal de error al DSP; todo el proceso suele durar entre 5 y 10 us. Debido a que esta protección es muy sensible y de baja precisión, solo es adecuada para la protección contra cortocircuitos. La Figura 2 muestra el diagrama de Vce e Ic del GD200HFL120C2S. Con el aumento de Vce, el incremento de Ic también aumenta. El Ic a +7 V supera con creces en la práctica la corriente de cortocircuito del módulo. Al realizar una prueba dinámica de cortocircuito, L, Vg, tr, tf y otros parámetros deben controlarse de forma estricta y estable, y la corriente generalmente se controla a 8-10 veces Ic, como se muestra en la Figura 3. Sin embargo, la prueba de cortocircuito se realiza en el sistema, y la corriente a menudo subirá más debido a las características de conmutación, la carga del circuito y las interferencias. Protección común por acoplamiento óptico de control (I) PC929 PC929 es un acoplamiento óptico de control de uso común en la industria de los inversores, con función de protección contra cortocircuitos (PC923 no tiene protección). Como su corriente máxima de salida es de solo 0,4 A, para accionar IGBT de alta potencia es necesario amplificarla en la etapa posterior para poder accionar el IGBT. La corriente del módulo que puede accionar el PC929 depende de la elección del transistor. Mientras el PC929 pueda excitar el transistor y el transistor pueda excitar el IGBT, se puede lograr. La Figura 3 muestra el circuito interno de protección del PC929: 1. Cuando el IGBT se apaga, el voltaje del pin 9 cae a cero. 2. Cuando el IGBT se enciende, Vcc carga Cp a través de Rc; cuando la tensión de carga supera +7 V, se transmite O2 Con el apagado suave, FS envía al mismo tiempo la señal de error a CPU; FS se activa en nivel bajo, y la velocidad de carga de Cp está determinada por Rc y Cp. 3. Cuando el IGBT se apaga, C se descarga rápidamente, y la velocidad de descarga es mucho mayor que la velocidad de apagado del IGBT. Muchas personas señalan que el PC929 es propenso a disparos erróneos, pero el mecanismo de estos no está muy claro. Algunos piensan que el tiempo de protección es demasiado corto, mientras que otros consideran que la caída de tensión del IGBT es demasiado grande. Analicemos entonces la razón por la que el PC929 actúa de forma errónea, lo cual es muy importante para el diseño del circuito de protección del IGBT. En teoría, cuanto mayor es Vce(sat), más rápido alcanza el IGBT la tensión de protección de +7 V en la zona lineal, lo cual es correcto, pero no es la causa del disparo erróneo. El valor de Ic correspondiente a la caída de tensión de saturación de +7 V es mucho mayor que la caída de tensión de saturación de la corriente máxima de sobrecarga, mientras que la caída de tensión del chip general es solo inferior a 1 V, y esta diferencia no provocará disparos erróneos en estado sin cortocircuito. Cuando el IGBT se enciende normalmente, la principal causa del error de falsa protección es el tiempo de caída de Vce cuando el IGBT se enciende y el tiempo de carga de Cp. Véase la Figura 4. La fuente de alimentación Vcc carga Cp a través de Rc, con la tensión de carga Ucp. Si Vce desciende por la ruta a, entonces Vce ya habrá caído por debajo de +7 V antes de que Ucp alcance +7 V, por lo que el voltaje del pin 9 no aparece por encima de +7 V. Si Vce desciende por la ruta c, entonces Vce sigue por encima de +7 V cuando Ucp alcanza +7 V, y la detección del voltaje del pin 9 aparecerá por encima de +7 V, activando la protección contra cortocircuitos. Conclusión: para evitar una falsa actuación al encender, se puede prolongar un poco el tiempo de carga o acelerar un poco la velocidad de encendido. (2) 316J El 316J también se utiliza ampliamente para el accionamiento de IGBT y el acoplamiento óptico con detección Vce. La mayor diferencia con el PC929 es que el 316J puede accionar directamente el módulo de 150 A sin necesidad de transistores. En cuanto al mecanismo de protección, también es muy similar al PC929. Véase la Figura 5: cuando el IGBT se apaga, DESAT (14) se lleva a tierra a través de un MOSFET de alta velocidad; el MOSFET se apaga después de que el IGBT se enciende, y el pin 14 se carga mediante una fuente de corriente interna y un condensador, y cuando la tensión supera +7 V, el 316J protege. El PC929 carga el condensador con Vcc a través de una resistencia; el 316J carga directamente el condensador mediante la fuente de corriente interna. Como el condensador se carga con una fuente de corriente constante, el tiempo de carga también puede calcularse con mayor precisión: t=CV / I, seleccione C=100p t =100p *7V /250u A =2,8u s Esto significa que Vce debe caer por debajo de +7 V en 2,8 us; de lo contrario, se retrasará. (3) M57959 / M57962 Los M57959 y M57962 de Mitsubishi también son bloques de integración de control con protección contra cortocircuitos. A diferencia de PC929 y 316J, Mitsubishi integra el acoplamiento óptico y los componentes periféricos. Las ventajas son una alta integración y una instalación sencilla; las desventajas, que no se pueden modificar los parámetros internos del dispositivo. De los datos relacionados con el M57962 se deduce que, cuando el IGBT se apaga, Vcc se carga y luego se compara con la tensión de referencia Vtrip para determinar si hay cortocircuito o no, de forma similar al PC929. El tiempo de DELAY puede ajustarse cambiando el condensador externo Ctrip, de modo que el tiempo de protección pueda regularse para evitar la actuación errónea al encender. Gráfico 6 Introducción al experimento de protección contra cortocircuitos La protección contra cortocircuitos puede dividirse, según la forma del cortocircuito, en cortocircuito alterno y cortocircuito relativo. Pero, sea cual sea el tipo de cortocircuito, para que haya circulación de corriente debe formarse un circuito, por lo que, en el diseño de la protección contra cortocircuitos, se puede detectar en cualquier posición del circuito; por supuesto, el efecto no es el mismo. Por lo general, elegimos detectar la tensión Vce porque es relativamente eficaz y fiable. En la prueba de protección contra cortocircuitos de fase en la industria de los inversores, existen el cortocircuito primero y luego la puesta en marcha, y la puesta en marcha primero y luego el cortocircuito. La condición de cortocircuito de la primera es relativamente simple: la salida ya está en cortocircuito; cuando llega la señal de encendido, la corriente comienza a aumentar. La condición de la segunda es más compleja: cuando el sistema ha estado funcionando, la posición del cortocircuito puede estar en cualquier punto del ciclo de trabajo, por lo que la forma de onda de cada cortocircuito también es muy diferente. Entonces, ¿qué corriente de protección es mayor? Tras las pruebas en el sistema, encontramos que, durante la operación, la corriente de cortocircuito puede alcanzar un valor más alto, porque cuando el IGBT se abre bajo cortocircuito, Vg aumenta más, y Ic en la región lineal se ve afectada principalmente por Vg. Ires = Cres *dv /dt △Vg = Ires*(Rg+Rint) I c =K (V g -V t h )2 La Figura 7 muestra la forma de onda de cortocircuito medida en el banco de pruebas dinámico. Observamos que, después de que I sc aumenta de forma constante, queda limitado por el propio chip. La tensión de puerta Vg no se vio alterada de manera significativa durante todo el proceso. La Figura 8 muestra la forma de onda de cortocircuito del módulo de 1200 V / 50 A en el convertidor de frecuencia. - -t 1: dv / d t afecta continuamente a V g; I sc está en aumento, la pendiente está determinada por la inductancia parásita de carga L, Isc=K (Vg-Vth) 2 - -t2: dv / dt deja de afectar a Vg, Vg disminuye e Isc disminuye con Vg. - -t3: Vg es estable e Isc es estable. - -t4: el IGBT se apaga, Isc se reduce, Vce=Vdc + di / dt * Lbus, por lo que se produce una sobretensión. Resumen En resumen, el IGBT, como un dispositivo de conversión importante del circuito de potencia, puede explotar en caso de accidente, por lo que su protección es especialmente importante. La probabilidad de un cortocircuito en el IGBT no es muy alta, pero si no se protege a tiempo, las consecuencias serán devastadoras. Aclarar el principio de protección contra cortocircuitos del IGBT y su modo de funcionamiento puede ayudarle a diseñar una línea de protección razonable, que proteja el IGBT a tiempo y, al mismo tiempo, no afecte al funcionamiento normal del sistema.

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5/20, 2022Consideraciones sobre el uso del módulo IGBT en diseños en paralelo

Consideraciones sobre el uso del módulo IGBT en diseños en paralelo

Consideraciones de diseño en paralelo para el uso del módulo IGBT Debido al alto coste de producción, el precio de los módulos IGBT de 1200 V superiores a 400 A en el mercado es elevado. En cuanto al módulo estándar de 1200 V, 200-400 A y 62 mm, debido a su tecnología y producto relativamente estables, su buena versatilidad y su fácil sustitución, en esta etapa la forma más económica de aumentar la capacidad de corriente es utilizar varios módulos IGBT estándar en paralelo. Sin embargo, debido a la inconsistencia de los parámetros propios del IGBT y a la posible asimetría provocada por el diseño del circuito, no es una tarea sencilla utilizar módulos IGBT para diseño en paralelo. Una selección inadecuada de componentes en paralelo puede provocar fácilmente fallos del dispositivo y dañar las líneas del sistema principal. Por ello, este artículo, basándose en la experiencia exitosa del departamento de aplicaciones del cliente y en los equipos de prueba de fábrica, propone la importancia de utilizar módulos IGBT en estrella para el diseño en paralelo. Los módulos de más de 100 A generalmente están formados por varios chips en paralelo; aunque los fabricantes pueden usar chips de la misma oblea conectados en paralelo para reducir la diferencia de parámetros del propio módulo, aun así es necesario tener en cuenta las diferencias individuales entre los parámetros resultantes del módulo. Al mismo tiempo, la simetría del circuito es un factor de influencia muy importante en la conexión en paralelo, lo cual puede explicarse desde dos aspectos: estático y dinámico, a partir de la diferencia de parámetros y de la simetría del circuito.   Factores que afectan la circulación en paralelo y el reparto medio en estado estático de los módulos En uso real, el estado de trabajo del módulo IGBT se encuentra principalmente en la conducción y en el transitorio de conmutación; la etapa de conducción es relativamente larga y la corriente es elevada. Esta sección tiene una gran influencia. Empezamos por el estado estático de conducción. 1.1. Las principales razones que afectan al reparto medio en paralelo del módulo son las siguientes 4 A) Efecto de la caída de tensión en saturación Vce (sat) b) Efecto de la asimetría de impedancia del circuito de potencia en paralelo c) Efecto de la tensión de excitación de la compuerta Vge d) Efecto de la tensión umbral Vth e) Efecto de la caída de tensión de conducción del diodo Vf 1) Problemas con diferentes Vce (sat) en paralelo: En muchos casos, la gente cree que el Vce (sat) generado por la corriente que circula por el IGBT es un valor fijo, lo cual es un error. Vce (sat) en realidad se refiere a la caída de tensión generada por la corriente nominal. Para el IGBT, la caída de tensión en conducción es una función de la corriente con el mismo Vge. Para los dos IGBT conectados en paralelo, la caída de tensión generada por la guía positiva al abrirse en estado estacionario es igual. Por tanto, el equilibrio de la distribución de corriente depende de las diferencias en las características de salida de los distintos IGBT en paralelo. La figura 1 muestra la diferencia en la distribución de corriente de dos IGBT con distintas características de salida conectados en paralelo (el mismo Vce de dos IGBT en paralelo). Figura 1. Situación del IGBT tras el reparto medio en paralelo con distintas características de salida Figura 2. Esquema del reparto medio cuando se conecta en paralelo     El V mostrado en la figura 1T1 y VT2, para dos modelos IGBT idénticos conectados en paralelo, la figura 2 muestra que las características de salida de los dos IGBT son ligeramente diferentes. iC1 e iC2 son respectivamente VT1 y VT2, con la misma caída de tensión del tubo (UCE1=UCE2), la corriente de colector por debajo de I indica la corriente nominal de este tipo de IGBT; Vcesat1 y Vcesat2 representan la caída de tensión en saturación de dos IGBT a la corriente nominal. Puede aproximarse que: R1=（Vce sat 1-Vo1)/I        (1) R2=（Vce sat 2-Vo2)/I        (2) UCE1=Vo1+R1×iC1(3) UCE2=Vo2+R2×iC2(4) Cuando se conectan en paralelo, UCE1=UCE2=Uce, es iC1=（ Uce-Vo1 ）/R1=（ Uce-Vo1 ）×I/（Vcesat1-Vo1) iC2=（Uce-Vo2）/R1=（Uce-Vo2） ×I/（Vcesat2-Vo2) Dado que estos dos IGBT son del mismo tipo, Vo1 Vo2 =Vo, entonces Por lo tanto, si la corriente de dos módulos IGBT en paralelo es I, la corriente de dos módulos IGBT con diferente Vce puede calcularse de la siguiente manera: iC 1=（ Uce-V o1 ）/R 1=（ Uce-V o1 ）×I/（Vcesa t 1-V o1)=（Uce-V o ）×I/（Vcesa t 1-V o ) iC 2=（Uc e-V o2）/R 1=（Uc e-V o2）×I/（Vc e s a t 2-V o2)=（Uc e-V o ）×I/（Vc e s a t 2-V o )   Tomemos como ejemplo el más común GD200HFL120C2S: Supongamos un valor mayor de Vcesat1 de 2,5 V (125 ℃), y un valor menor de Vcesat2 de 2,1 V (125 ℃), Vo =0,8 V Suponiendo un valor mayor de Vcesat1 de 2,2 V, y un valor menor de Vcesat1 de 2,1 V, consúltese el manual de datos. El Vo típico es = 0,8 V Si la diferencia de Vcesat es de 0,1 V, incluso si la corriente de salida requerida por el módulo en paralelo es io = 200 A, la diferencia de corriente del módulo IGBT inferior con otro Vce(sat) es de 6 A. En la práctica, habrá más pérdidas que en otro módulo IGBT, aunque el chip IGBT esté en una corriente elevada. Tiene un coeficiente de temperatura positivo, por lo que, cuando los dos módulos IGBT están conectados en paralelo, se recomienda que la diferencia entre Vce(sat) no supere 0,2 V. Si no puede evitarse, se recomienda dejar un amplio margen en la temperatura de estado estable para compensar. 2) Reparto desigual de corriente causado por la asimetría de impedancia del circuito de potencia Fig. 2 Efecto de la impedancia del circuito principal Generalmente se cree que la diferencia en el tendido en paralelo del bus hará que cambie la impedancia del circuito. Por lo tanto, si la diferencia de Vce(sat) del módulo IGBT es inferior a 0,2 V, debe tenerse en cuenta la simetría de la línea de bus. En realidad, el impacto de esta parte es bastante bajo; por ejemplo, en el diagrama de circuito equivalente 2, RE1 y RE2 son equivalentes a la conexión en serie de dos resistencias y al reparto uniforme original en dos ramas; si la impedancia no es consistente, provocará que el reparto de corriente tampoco lo sea. Por ejemplo, si RE1 > RE2, inevitablemente habrá más corriente en la rama RE2, lo que causará un desequilibrio desigual, y viceversa. Tomando como ejemplo el GD200HFL120C2S: La corriente real requerida por el módulo en paralelo es io = 200 A, cada módulo es en realidad de 100 A, y la caída de tensión en el módulo real es Uce = 1,7 V Supóngase que la sección del embarrado de cobre es de 4×10-5 m2, la longitud de la barra principal del módulo 1 es de 0,8 m, la longitud de la barra principal del módulo 1 es de 0,6 m, y la resistividad térmica a 30 ℃ es de 1,8×10-8 Ω·m En comparación con la influencia de Vce(sat), la influencia de la asimetría del circuito de potencia es relativamente innecesaria en estado estático. Sin embargo, el bus también introducirá inductancia parásita, lo que tendrá un gran impacto en el reparto dinámico de corriente, que se tratará con más detalle más adelante. 3) Influencia de la tensión de excitación de puerta Vge La corriente IC que atraviesa el módulo IGBT excitado por la tensión de puerta Vge genera la caída de conducción Vce, que no solo está relacionada con la corriente que circula Ic y con el Vce(sat) indicado anteriormente, sino que también está directamente relacionada con la tensión de excitación de puerta Vge. Por el contrario, con diferentes tensiones de excitación Vge y el mismo Vce en paralelo, la corriente Ic que atraviesa ambos será naturalmente diferente. Figura 3. Curva característica de salida del módulo IGBT   A partir de la figura 3, podemos ver claramente que, Como en Vge = 13 V, a Vce = 2,5 V, la corriente Ic es de 255 A Como en Vge = 15 V, a Vce = 2,5 V, la corriente Ic es de 285 A Por lo tanto, el diseño del circuito de excitación debe prestar mucha atención y asegurarse de garantizar la tensión de excitación del módulo en paralelo. Cabe destacar aquí que la tensión de puerta Vge discutida anteriormente se refiere a los dos extremos de la puerta del IGBT, no a la tensión de salida de la placa de excitación, y los clientes distraídos suelen cometer este error. Como puede verse en la figura 4, hay una resistencia de puerta entre el chip de excitación y el terminal de puerta, y la conexión eléctrica desde el chip de excitación hasta el terminal de puerta del IGBT, que es el cable de puerta de la máquina que normalmente se ve en la máquina, y la diferencia de parámetros del componente de excitación y del cable de puerta se comparará con el momento de apertura y cierre de forma destacada, provocará una discrepancia entre la tensión de puerta añadida al IGBT y la tensión de salida. Esto no será un problema en estado estable porque la puerta pertenece a un estado de alta resistencia. Figura 4. Esquema del controlador del módulo 4) Efecto de la tensión de apertura, Vth Debido a que la tensión aplicada por el circuito de excitación a la puerta es un proceso que va desde una tensión negativa hasta una tensión positiva aplicada (si existe un apagado con tensión negativa), la corriente I no puede circular por el módulo antes de la tensión de puerta Vth, por lo que el IGBT con menor Vge(th) se abrirá antes y se cerrará más tarde. Dado que este efecto se produce principalmente en el momento de la apertura, y puede observarse en la curva característica de transferencia de la figura 4, la corriente Ic es muy pequeña cuando la tensión de excitación es Vth. Por lo general, la diferencia de Vth entre módulos del mismo tipo está dentro de 0,5 V, por lo que el efecto de la tensión de apertura Vth es relativamente débil.   5 Curvas características de transferencia del módulo IGBT 5) Efecto de la Vf del diodo En el inversor y otras aplicaciones, el diodo en antiparalelo del módulo IGBT debe soportar mucha corriente. El efecto de Vf del diodo sobre el reparto de corriente es exactamente el mismo que el de Vce(sat) sobre el reparto de corriente; solo que en el IGBT se ve afectado por Vce(sat) y en el diodo por Vf. R1=（Vf-Vo1）/I R2=（Vf-Vo2）/I Uf1=Vo1+R1×if1 Uf2=Vo2+R2×if2 (1) (2) (3) (4) Cuando Uf1 = Uf2 = Uf se conectan en paralelo, entonces iC1 =（Uf-Vo1）/R1 =（Uf-Vo1）×I/（Vf1-Vo1) iC2=（ Uf-Vo2）/R1=（ Uf-Vo2） ×I/（Vf2-Vo2) Como estos dos diodos son del mismo tipo, Vo1 Vo2 =Vo Por lo tanto, si la corriente de dos módulos IGBT en paralelo es I, la corriente de dos módulos IGBT con distinto Vce se puede calcular de la siguiente manera: iC1=（ Uf-Vo1 ）/R1=（ Uf-Vo1 ）×I/（Vf1-Vo1)=（ Uf-Vo ） ×I/（Vf1-Vo) iC12=(Uf-Vo2) / R2= (Uf-Vo2) I / (Vf2-Vo2) = (Uf-Vo) I / (Vf2-Vo) El módulo común de 150 A es tipo columna, Suponiendo que el valor mayor de Vf sea 2,2 V y el menor de Vf sea 2,1 V, el Vo típico indicado en la hoja de datos es 1,3 V Factores que afectan el flujo dinámico en paralelo Las principales razones que afectan el flujo medio dinámico en paralelo de los módulos son los siguientes 3 puntos A) Parámetros dinámicos del propio IGBT b) Inductancia parásita del circuito de mando c) La inductancia parásita del circuito de potencia 1) Distribución desigual causada por los propios parámetros del IGBT El principal factor que afecta el equilibrio de corriente en el momento de la conmutación son las características de transferencia del dispositivo en paralelo. Figura 3. Comparación de las características de transferencia de los módulos en paralelo El diagrama comparativo de las propiedades de dos módulos en paralelo con características de transferencia inconsistentes se muestra en la Figura 3. En la FIG. 3, cuando se aplica la misma tensión de mando V al módulo en paralelo GE, el módulo IGBT con pendiente soportará más corriente y la pérdida de conmutación también será mayor. 2) Parasitismo del circuito de mando y distribución desigual causada por la inductancia Combinada con la capacitancia parásita de la compuerta del IGBT, la inductancia parásita del circuito de mando puede provocar oscilaciones severas, causando fluctuaciones en la tensión de compuerta. La inductancia parásita del emisor puede provocar variaciones en el grado de conmutación. El circuito de mando de compuerta del IGBT RG, la inductancia de los conductores LGLE y la capacitancia de entrada Cin del IGBT forman un circuito típico en serie RLC en el proceso de encendido y conmutación. En la Figura 4, la resistencia R corresponde a RG, L corresponde a la inductancia LG+LE, y el condensador C corresponde al condensador de entrada Cin。   Para el proceso de encendido y apagado, solo uC(0) y el USLa diferencia de valor de los años 1920: al encenderse, uC(0)=-10V ，US=15V (la tensión de mando general suele ser +15V al encender y -10V al apagar), y al apagarse, uC(0)=15V ，US=-10V Debido a la existencia de la inductancia parásita de los conductores LGLE, aumenta la posibilidad de choque en la compuerta, por lo que es necesario evitar la generación de esta inductancia de conductores. En la línea real, se puede reducir la longitud del conductor de compuerta y el área del bucle del conductor de compuerta (por ejemplo, un par trenzado). Además, la resistencia del electrodo de compuerta, RG, debe añadirse por separado para obtener mejores resultados en el arranque.     Figura 4 Inductancia parásita del emisor del circuito de mando   3) Distribución desigual causada por la inductancia parásita del circuito de potencia La inductancia parásita del circuito de potencia se compone principalmente de dos partes principales, a saber, la inductancia parásita del colector Lc   y la inductancia parásita del emisor Le, como se muestra en la Figura 5. Cuando se conmuta la forma de onda de mando de tensión de compuerta, el lazo de potencia está cambiando rápidamente y la velocidad es muy alta. Las inductancias Lc y Le del lazo de potencia desempeñarán un papel en la inhibición del cambio de corriente, lo que provocará una velocidad de conversión lenta. En paralelo, debido a la disposición y al cableado, existen grandes diferencias en la inductancia parásita del circuito de potencia, lo que sin duda provocará un desequilibrio dinámico de la distribución. Aquí se destaca especialmente la inductancia parásita del colector Lc, ya que la corriente en paralelo es muy grande. Al desconectarse la corriente, debido a la velocidad de apagado y a la corriente elevada, la inductancia parásita del colector Lc tiende a generar un gran impulso en sentido inverso a la tensión del bus, y la superposición de la tensión del bus sobre el IGBT provoca un impacto; si supera la tensión nominal del IGBT, sin duda causará daños al IGBT.   Figura 5. Inductancia parásita del circuito de potencia   Por lo tanto, los diseñadores deben optimizar el diseño del circuito principal de acuerdo con las condiciones reales. Por ejemplo, si se puede usar barra de cobre en lugar de cable de cobre, y si el costo lo permite, adopte el modo de circuito principal.   1) Selección de módulos Desde el punto de vista de la corriente estática, el módulo IGBT NPT tiene un coeficiente de temperatura positivo y es adecuado para conexión en paralelo. Por otro lado, los módulos en paralelo, especialmente los del mismo brazo del puente, pueden utilizar en la medida de lo posible módulos del mismo lote para garantizar al máximo la consistencia de los parámetros.   2) Diseño del circuito de mando Cuando el módulo IGBT está en paralelo, influenciado por la inductancia del cableado del circuito de compuerta y el condensador de entrada del IGBT, la tensión de compuerta a veces aumenta. Para evitar esta oscilación, se debe conectar una resistencia de compuerta al gate del IGBT. Cuando el cableado del emisor del circuito de mando se conecta en una posición diferente a la del circuito principal, la distribución transitoria de corriente de los IGBT conectados en paralelo se desequilibra. El módulo IGBT tiene los terminales auxiliares de emisión utilizados por el circuito de mando; asegúrese de usar este terminal, El cableado de mando puede igualarse, y se puede suprimir el desequilibrio transitorio de corriente causado por el método de cableado del circuito de mando. El cableado de la compuerta también es fundamental: A) El cable de mando debe ser corto, y el efecto del par trenzado será mejor; b) La línea de mando debe estar lo más alejada posible del circuito principal; procure lograr una disposición ortogonal; c) Cada línea de mando se desplaza por separado y no va unida a las demás. 3) Disposición del cableado Cuando la parte resistiva y la parte inductiva del cableado del circuito principal no son iguales, la distribución de corriente de los elementos conectados en paralelo será desigual. Además, si la inductancia parásita del circuito principal es grande, la tensión de sobretensión aumentará cuando se apague el IGBT. Por lo tanto, para reducir la inductancia del circuito, el módulo IGBT conectado en paralelo debe disponerse lo más cerca posible, y el cableado debe mantener una buena simetría. Para reducir la inductancia y la resistencia de la línea, en el bus de CC se debe evitar el uso de cable. Este tipo de cable tiene muy mala autoinducción y acoplamiento mutuo, y además una conductividad térmica muy deficiente. La barra de cobre puede resolver eficazmente la autoinducción y la disipación de calor, pero el acoplamiento mutuo sigue siendo bastante elevado. El bus laminado está formado por placas de cobre multicapa apiladas entre sí; cada capa se aísla directamente mediante material de aislamiento con conductividad térmica, resolviendo eficazmente la autoinducción, el acoplamiento mutuo y la disipación de calor, y además reduce la impedancia y las EMI, por lo que es una forma de bus relativamente ideal, como se muestra en la figura siguiente:   Figura 6: diagrama de bus apilado de 6 capas Además, los módulos deben montarse en el mismo disipador, lo más cerca posible entre sí, para obtener un acoplamiento térmico óptimo con temperatura uniforme y minimizar los efectos de Tj y Vth.   Conclusión: Este artículo analiza los factores que afectan al reparto medio de corriente en módulos en paralelo; además, combinado con los equipos de Star, no solo ofrece productos más adecuados para la conexión en paralelo, sino que también propone, desde el punto de vista de la aplicación, las consideraciones a tener en cuenta al usar módulos IGBT en diseños en paralelo, para que los diseñadores puedan comprender mejor el paralelismo de IGBT y seguir las directrices de diseño.   Documentación de referencia: 1. International Rectifier Application Notes. AN 990. Application Characterization of IGBTs [Z], 2002. 2. Dynex Semiconductor. AN 5505. Parallel Operation of Dynex IGBT Modules [Z], 2001. 3. Sun Qiang, Wang Xueru, Cao Yuelong, investigación sobre el reparto medio de corriente en paralelo de módulos IGBT de alta potencia [J], Power Electronics Technology, 2004. 4. Tong Shi Bai Hua Chengying, Simulación: fundamentos de la tecnología electrónica [M]. Higher Education Press, 2001.  

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5/17, 2022Ventajas del uso del diseño IPM y aspectos a tener en cuenta al seleccionar

Ventajas del uso del diseño IPM y aspectos a tener en cuenta al seleccionar

Ventajas de utilizar el diseño IPM y aspectos a tener en cuenta al seleccionar Norman Day breve introducción Como la estructura del circuito de potencia accionado por motores monofásicos o trifásicos ya está bastante madura y estabilizada, el módulo de potencia que integra el interruptor de potencia y el circuito de control de esta parte ha tenido un impacto revolucionario en el concepto de diseño de sistemas de convertidores de frecuencia desde su introducción. Con la madurez de la tecnología de encapsulado de módulos y el rápido descenso de los costes, existe una tendencia a sustituir gradualmente los componentes tradicionales y convertirse en la corriente principal del diseño de sistemas. Este módulo de potencia integrado tiene un nombre muy extendido, llamado módulo de potencia integrado/inteligente, abreviado como IPM [1]. Por desgracia, la mayoría de los diseñadores sigue considerando estos componentes como una caja negra. O bien los descartan por miedo a no poder controlar los problemas que puedan surgir, o solo aceptan la influencia de algunos fabricantes líderes y forman conceptos meramente aparentes. Sin embargo, ni lo primero ni lo segundo significa que los diseñadores deban ignorar la tendencia del encapsulado integrado de potencia. Solo eligiendo un concepto de diseño con ventajas competitivas y comprendiendo plenamente las características y limitaciones de los componentes utilizados se puede garantizar que no queden obsoletos ante un mercado en rápida evolución. Ventajas de utilizar el diseño IPM En cuanto al coste de un solo componente, el IPM difícilmente puede competir con los elementos de encapsulado separado, ya estandarizados y producidos en masa. Sin embargo, considerar solo el diseño global del producto a partir del coste de un único material no es la perspectiva que debe tener un diseñador, por lo que el análisis de este tema debe ampliarse. Aquí, el autor lo divide en tres niveles: rendimiento, fiabilidad y precio, para explorar las diferencias que supone utilizar IPM como diseño del sistema. Rendimiento: (1) Reduce en gran medida el número de componentes y el área necesaria de la PCB (2) Ofrece soluciones con alto aislamiento y buen rendimiento de disipación térmica (3) Reduce en gran medida la complejidad del trazado de líneas (4) Reduce el efecto de inductancia parásita de la conexión del cristal de potencia y del circuito de control Los cristales integrados internamente tienen propiedades eléctricas similares (6) Puede responder en tiempo real a todo tipo de protecciones anómalas Las ventajas del primer punto son evidentes. La figura (1) aporta datos cuantitativos como referencia. La segunda ventaja se debe a las diferencias que ofrecen los distintos procesos. Cuando se utiliza el elemento separado tradicional para el diseño, como el emisor o colector del cristal de potencia interno está conectado directamente a la carcasa metálica desnuda, para lograr un diseño de alto aislamiento y fácil conducción del calor, además de seleccionar una junta aislante de alto coste unitario, también complica la operación de producción, dificulta el control de anomalías en el producto terminado ensamblado y resulta muy costoso tiempo de montaje. El IPM rompe la idea de que el diseño tradicional solo puede dar vueltas sobre los problemas anteriores y ofrece una solución real con alto aislamiento y buena disipación térmica. El diagrama de la figura (2) presenta la conclusión anterior de forma más específica. La figura (3) muestra el esquema de circuito utilizando componentes tradicionales, y la figura (4) muestra el esquema de circuito utilizando IPM. Ambos logran la misma función, pero el circuito obtenido mediante el sistema de diseño IPM es relativamente sencillo. De hecho, el esquema de la figura (IV) anterior destaca principalmente la comparación simplificada entre el circuito de potencia y el circuito de control. Si también se presentaran en la figura (IV) los resultados aún más simplificados del circuito que utiliza la alimentación auxiliar y la toma de corriente correspondientes al IPM, la diferencia en la simplificación del circuito sería mayor. En los criterios de diseño de los componentes tradicionales, reducir la inductancia de fuga de la conexión entre líneas y acortar al máximo el lazo entre el IGBT y el IC de control para obtener menor estrés de conmutación e interferencia de línea siempre ha sido la dirección de los diseñadores de sistemas. Sin embargo, tomando como ejemplo el esquema de la figura (5), la conexión del colector y el emisor del IGBT presenta efectos de inductancia parásita de distinta magnitud. Para reducir estos efectos, el trayecto entre los encapsulados tradicionales debe ser corto y ancho. Por ello, es necesario utilizar PCB multicapa o aumentar el área de la PCB para cumplir con tales requisitos; el IPM puede resolver bien estos efectos parásitos a nivel de encapsulado. La razón es que, por muy cerca que el IC de control esté del interruptor de potencia (IGBT o MOSFET de potencia) mediante la disposición sobre la PCB, nunca estará tan cerca como si se colocara directamente junto al interruptor de potencia en forma de cristal desnudo. Del mismo modo, si cada interruptor de potencia se conecta directamente al marco de hilos mediante wire bonding, será mucho menor que la conexión a través del pin del propio componente tradicional y luego por la lámina de cobre de la PCB. La característica mencionada en el quinto punto es que el IPM puede resolver directamente el problema del control anómalo de ensamblaje que preocupa al diseñador del sistema a nivel de oblea. Los fabricantes japoneses suelen adoptar una postura estricta respecto al ensamblaje de sistemas. La práctica consiste en medir las características de cada cristal de potencia antes del ensamblaje en línea. Durante la producción y el ensamblaje, los componentes con características similares deben montarse en la misma PCB para reducir los posibles problemas causados por la desviación de los parámetros de los componentes en el sistema durante la producción en masa. Por ejemplo, si el retardo de apagado y el tiempo de apagado del brazo superior cumplen la especificación, pero están cerca del límite superior de la misma, mientras que las características de encendido del brazo superior son justo lo contrario, al añadir el efecto no lineal provocado por el aumento de la temperatura de funcionamiento, la posibilidad de que los brazos superior e inferior conduzcan al mismo tiempo durante la conmutación aumentará considerablemente, lo que dará lugar a un consumo adicional de energía. Además, el diseño original del disipador térmico se basaba en la suposición de que la potencia disipada por cada cristal era equivalente, pero si también se diera la suposición anterior en el parámetro V(CE), la distribución desigual del calor podría provocar aún más una fuga térmica y llevar al fallo del sistema. Pero en este caso, debido a la excepción de correspondencia Los posibles problemas causados son ignorados por los diseñadores o negados por la dirección debido al impacto en los beneficios y los costes. Incluso si existe tal concepto, el diseñador solo puede recurrir a un mayor margen de diseño para superarlo, como aumentar el tiempo muerto y ampliar el área del disipador térmico para obtener una temperatura de funcionamiento más baja, etc.; pero el pago relativamente necesario es reducir el rendimiento del sistema y aumentar el coste de los materiales. De hecho, después de probar cada oblea, ya existiría un diagrama de distribución de características de cada chip desnudo, pero la información de esta característica de distribución desaparecerá a medida que cada chip desnudo de la oblea se encapsule en forma de TO220 o TO247, y lo mismo ocurre con el IC de alta tensión utilizado para accionar el cristal de potencia. El proceso de fabricación de los IPM parte de la oblea completa, por lo que puede garantizar la simetría y la correspondencia de las características trifásicas de los cristales del mismo módulo en la etapa de unión de chips, utilizando el método de seleccionar los chips desnudos adyacentes con las características más parecidas. Con un enfoque de proceso diferente, podemos resolver fácilmente este difícil problema del diseño tradicional. El resultado del sexto punto proviene de la mejora del cuarto. La rapidez de la protección proviene de diferencias a nivel de us o incluso ns. Evitar el mal funcionamiento del sistema y acelerar la respuesta de la protección suele ser un dilema para los diseñadores de sistemas. Por ello, la reducción de la inductancia parásita no solo puede disminuir el retardo de transmisión de la propia señal anómala, sino también reducir la constante de la línea de filtrado, mejorando así la velocidad de respuesta del IC ante la señal anómala. De este modo, también puede reducir la tasa de fallos causada por no actuar a tiempo ante la señal de protección anómala. Fiabilidad (1) Reducir significativamente el riesgo potencial de fallos del personal de producción causado por procesos de ensamblaje complejos (2) Proporcionar una estructura más robusta que el encapsulado tradicional (3) Todo el sistema tendrá una menor tasa de fallos La mejora del primer punto es muy significativa. El método de ensamblaje de los componentes tradicionales no solo es complejo, sino que además se repite muchas veces, por lo que es difícil evitar problemas como desalineaciones, falta de bloqueo de la tuerca de aislamiento, microfisuras internas del cristal y daños en la lámina aislante. Además, estos posibles problemas pueden no detectarse de forma eficaz. Por lo tanto, si los componentes semiconductores deben conectarse en paralelo debido a la relación de potencia nominal, el número de cristales puede pasar de seis a doce o más, y la probabilidad de fallos potenciales causados por el ensamblaje es mayor. La figura (6) muestra con mayor claridad la explicación anterior mediante una ilustración. En general, el esfuerzo de vibración de los componentes distribuidos se transmite fácilmente al chip desnudo interno a través del pin, ya sea al apretar el tornillo, doblar la patilla o incluso durante el transporte del producto terminado. El esfuerzo mecánico que soportan los chips desnudos proviene en gran medida de la deformación causada por los cambios térmicos del chip interno o del entorno de funcionamiento del encapsulado. Por tanto, ya sea directamente en la etapa de ensamblaje o indirectamente por la deformación provocada por el esfuerzo del choque térmico, IPM ofrece una solución estructural más robusta que los componentes separados originales. El tercer argumento se basa en que, si la tasa de fallos de los IPM fuera equivalente a la de los componentes tradicionales, sería necesario usar 20 o 30 componentes para lograr un modo funcional equivalente. La tasa de fallos posible de todo el sistema es naturalmente mucho mayor que la de un solo componente. Sin embargo, si la base de esta ventaja es o no sostenible implica muchos aspectos. Quizá en el futuro se pueda crear un tema especial para debatirlo. Coste total (1) Reducción de los costes de calidad gracias al aumento de la fiabilidad (2) Acortar considerablemente el tiempo de desarrollo del producto para los diseñadores (3) Reducir el coste de taladrado del disipador térmico y de la placa PCB (4) Reducir las horas de trabajo para el ensamblaje y la inspección del personal de producción No es difícil prever las ventajas anteriores, pero los resultados cuantitativos deben calcularse más a fondo en función de los procedimientos de desarrollo y de los costes de calidad de cada empresa. El autor cree que, aunque los resultados quizá no le lleven a abandonar el esquema tradicional maduro y elegir IPM, una acción así sin duda ayuda a la reflexión sobre la selección de esquemas y el diseño del sistema. Precauciones para la selección de IPM Aunque usar IPM como diseño ofrece muchas ventajas, en términos de madurez de la validación del mercado y de la complejidad de los propios componentes, IPM sigue sin ser tan fácil de dominar como los componentes separados tradicionales, por lo que la selección del módulo IPM El diseño de los bloques debe seguir siendo muy cuidadoso. La siguiente discusión puede servir de referencia a los diseñadores. Consideraciones orientadas a la cadena de suministro (1) Capacidad de proveedores y fabricantes para controlar las excepciones del proceso (2) Si existe una solución alternativa cuando el proveedor está sin existencias (3) Soporte técnico del proveedor y mecanismo global de garantía de calidad de la cadena de suministro para los clientes (4) Mejora y gestión del control de la retroalimentación de las aplicaciones en el mercado Consideraciones sobre el diseño del módulo (1) Estructura del encapsulado (2) Si la disposición de los componentes internos es razonable (3) Si el diseño del circuito periférico de adaptación es fácil de dominar (4) Potencia del IC de control y del cristal semiconductor de potencia Debido a limitaciones de espacio, a continuación solo se analizan los puntos clave de las partes relevantes del diseño del módulo. Estructura del encapsulado Características de un buen diseño de encapsulado de potencia Un buen diseño de encapsulado de potencia debe tener alta resistencia estructural, un proceso de fabricación sencillo, alto aislamiento, fácil conducción térmica y baja resistencia térmica. Que la resistencia de la estructura sea alta o no determina si la superficie de unión de la estructura dentro del módulo y el sistema de materiales son propensos a defectos y fallos en condiciones de cambios térmicos rápidos y vibración mecánica prolongada. El proceso sencillo muestra que el proceso tiene un buen control sobre las anomalías, y los posibles defectos del proceso pueden detectarse con facilidad. El requisito de fácil conducción térmica consiste en que, cuando el elemento semiconductor genera instantáneamente un consumo de energía elevado (como un cortocircuito o una conmutación anómala), el calor pueda conducirse de inmediato, de modo que el elemento semiconductor no provoque un efecto de punto caliente que dé lugar a una combustión instantánea. El objetivo de una baja resistencia térmica es evacuar el calor una vez que el cuerpo calentado alcanza el estado estacionario de equilibrio térmico, para no provocar acumulación de calor y fallos prematuros de los componentes. Diferencias entre diversas estructuras de encapsulado de potencia Figura 7 Figura 8 figura 9 Las figuras (7), (8) y (9) representan varias estructuras típicas de encapsulado de IPM que se encuentran en el mercado. A continuación, utilizamos las conclusiones mencionadas anteriormente para verificar las ventajas y desventajas de estas tres estructuras. La estructura de la figura (7) consiste en que el IC de control y el semiconductor de potencia se colocan sobre el lead frame en el mismo plano; el sustrato cerámico se utiliza directamente como material de aislamiento y conducción térmica hacia el disipador, y luego toda la estructura se recubre con un compuesto de moldeo similar al de los componentes encapsulados por separado. Este tipo de encapsulado puede describirse como simple y de alta resistencia, pero a continuación se detallan varios puntos a los que conviene prestar atención. En primer lugar, aunque el sustrato cerámico es un material altamente aislante, no es un material fácil de conducir el calor, por lo que su efecto para disipar puntos calientes instantáneos será relativamente pobre. Por ello, es necesario prestar especial atención a si el bastidor conductor que soporta el semiconductor de potencia puede cumplir el requisito de conducción térmica instantánea sin generar puntos calientes. Al mismo tiempo, la resistencia térmica de un sustrato cerámico del mismo espesor es mucho mayor que la del aluminio, por no hablar del cobre. Por tanto, a la misma temperatura del disipador, la temperatura del cristal de potencia dentro del módulo es más alta que la de un módulo que utiliza aluminio o cobre. En resumen, el margen de operación segura del módulo se reducirá relativamente. La única forma de que el diseñador confirme plenamente las especificaciones es mediante la medición, no por mera suposición. El segundo punto son los materiales y la tecnología utilizados en la superficie de unión del sustrato cerámico, porque ello está relacionado con si el uso prolongado provocará delaminación, lo que impedirá que el calor del semiconductor se evacúe con normalidad y acabará quemándolo. El diseñador puede solicitar al proveedor las condiciones de ensayo al respecto y luego contrastarlas con la aplicación real. Compárese con el sistema real. Si no puede determinarse la equivalencia entre el ensayo del proveedor y el funcionamiento real del sistema, se recomienda realizar el experimento y confirmarlo por cuenta propia. El tercer punto es el problema de la fractura del sustrato cerámico y el espesor anómalo. En términos generales, cuanto más grueso es el sustrato cerámico, menos probable es que se agriete. Incluso si se rompe, es difícil que la grieta atraviese por completo el material y provoque que el alto voltaje del terminal de potencia o de señal fugue electricidad directamente hacia el disipador fijado en la superficie del módulo. Por ello, este diseño no debería presentar grandes problemas en las pruebas de normas de seguridad. Además, aunque la conductividad térmica del sustrato cerámico no es tan buena como la de un bloque de cobre o aluminio, sí será bastante mejor que la del epoxi utilizado en la estructura de la figura (8). Por tanto, el espesor anómalo de módulos individuales tiene un impacto reducido en el rendimiento de disipación térmica. Al mismo tiempo, la holgura entre el módulo y el plano del disipador debida a la temperatura no es evidente, por lo que el problema de baja conductividad térmica no es importante. La estructura de la figura (8) utiliza un bloque de aluminio en lugar de un sustrato cerámico como principal vía de disipación térmica. En teoría, debería tener una mejor conductividad térmica que la estructura de la figura (7). Sin embargo, debe señalarse que la estructura de la figura (8) emplea un proceso de doble moldeo para lograr el alto voltaje dentro del IPM y aislarlo del bloque de aluminio utilizado para la conducción térmica. Es decir, el bastidor conductor después de la implantación del cristal se vierte una vez; luego, el bloque de aluminio se coloca sobre el producto semiacabado tras el primer vertido y se vuelve a verter. Por tanto, también hay varios puntos importantes a los que debe prestarse atención. El primero es el control del espesor de la capa de adhesivo aislante. Aunque el adhesivo aislante utilizado para el moldeo tiene una alta capacidad de aislamiento, su conductividad térmica correspondiente también es muy deficiente. Si el error en el control del espesor es demasiado grande, la conductividad térmica y la resistencia térmica de cada módulo se verán afectadas de forma considerable. En segundo lugar, la curvatura anómala del plano del bloque de aluminio y la deformación causada por la temperatura generan un problema de holgura en el plano de fijación al disipador, lo cual también es un punto importante al que hay que prestar atención. La experiencia del autor es que los diseñadores que utilizan este tipo de módulos pueden reducir el efecto de esta parte aplicando pasta térmica. Sin embargo, el coeficiente de expansión térmica del bloque de aluminio es mucho mayor que el del adhesivo utilizado para el encapsulado, y la tensión causada por la deformación de un bloque de aluminio del mismo volumen es mucho mayor que la de un sustrato cerámico. La versión modificada de la figura (8) consiste en sustituir el bloque de aluminio por un bloque de cobre, pero dividirlo en varios bloques y conectarlo directamente con el bastidor conductor. Por último, el gel de moldeo se utiliza para proporcionar el aislamiento entre el alto voltaje interno del IPM y el exterior. Este cambio puede mantener un rendimiento de resistencia térmica similar al de la estructura de la figura (8), pero ofrecer una mejor conducción térmica instantánea y reducir la tensión provocada por la deformación de un bloque completo de cobre sobre todo el módulo. Como el bloque de cobre no sobresale, el plano de fijación entre el módulo y el disipador será más uniforme y el problema de deformación causado por el calor mejorará notablemente. La estructura de la figura (9) consiste en colocar directamente una parte del bastidor conductor sobre el cristal de potencia rebajado, para soportar el IC de control y el cristal de potencia. El bastidor conductor forma dos planos distintos. El propósito de rebajar el bastidor conductor es hacer que el plano del cristal de potencia portador quede muy cerca de la superficie del gel del IPM en contacto con el disipador. Este diseño estructural permite moldear y encapsular directamente el bastidor conductor sin necesidad de otros materiales de acoplamiento ni procesos derivados después de completar la implantación del cristal en el bastidor. Además de su menor espesor de aislamiento, también es la estructura más económica. Se recomienda, combinando el disipador del sistema, la temperatura máxima de operación posible y la tensión de funcionamiento del sistema real, determinar el rango límite del módulo. Si la disposición de los componentes internos es razonable Compruebe si la disposición de los componentes internos es razonable, incluyendo si la fuente de calor (en su mayoría cristales de potencia) está dispuesta sobre el bastidor conductor para lograr una distribución térmica uniforme, si el retardo de control de los cristales de potencia trifásicos es consistente y si el circuito de corriente de los cristales de potencia de los brazos superior e inferior es simétrico. Cabe señalar que, con frecuencia, los diseñadores pueden ver que el IPM recomienda en la especificación (como se muestra en la Tabla 1) que la tensión del bus de CC del sistema no supere 450 V y que la tensión de conmutación no supere 500 V. Esto se debe a que en el IPM se forma una inductancia de fuga equivalente por el cableado y el bastidor conductor, La caída de tensión puede ser mucho mayor que la tensión medida en el pin del IPM. Para garantizar que la caída de tensión a través del cristal de potencia interno no supere la tensión nominal de 600 V, se establece este rango límite. Pero, en realidad, esto se debe a que la inductancia de fuga del bastidor conductor y del cableado es de aproximadamente 10-20 nH, y la tasa de cambio de corriente del conmutador del IPM rara vez supera 400 A/µs (generalmente entre 200 A/µs y 300 A/µs). De este modo, la diferencia de tensión entre la tensión en el pin y el IGBT interno debida a una variación brusca de tensión debería ser inferior a 10 V, y los resultados de medición reales son los mismos. Además, casi todos los IGBT con tensión nominal de 600 V tienen un margen de más de 100 V. En resumen, es poco probable que la tensión en el extremo del IGBT dentro del IPM supere su rango límite y falle por conmutación. Debe señalarse que, para reservar aún más margen en la zona en la que el consumo de potencia del IPM durante la conmutación no debe exceder la operación segura, la probabilidad de superar el límite de potencia es mucho mayor que la de superar el límite de tensión. No obstante, cabe esperar que cuanto mayor sea el margen de diseño, menor será la tasa de fallos en la aplicación de campo. Cuando resulta difícil estimar la corriente instantánea, reducir la tensión a través de la unión p-n es un criterio de diseño necesario. En realidad, la relación entre la definición y la medición del área de operación segura del cristal de potencia y su aplicación de campo y tasa de fallos no es solo un tema propio del IPM, sino también un tema profundo y amplio en el encapsulado estándar de componentes separados. Quizá en otra ocasión pueda tratarse en un artículo especial. ¿Es fácil dominar el diseño de las líneas de adaptación periféricas? La mayoría de los diseños de circuitos periféricos de adaptación de IPM apenas presentan diferencias. A grandes rasgos, basta con colocar correctamente, según el diseño de referencia, las tres fuentes de alimentación flotantes y las resistencias de protección contra cortocircuitos del brazo puente superior, como se muestra en la figura (11), y luego conectar las señales de control de los seis brazos puente. Sin embargo, que cada módulo sea realmente tan fácil de diseñar como dice el manual de referencia no siempre es cierto. En realidad, la base de juicio de esta parte debe determinarse por los componentes semiconductores seleccionados para el módulo y por las condiciones de aplicación del sistema. En particular, debe tenerse en cuenta la prevención de los problemas que puedan derivarse del IC de control especial seleccionado por el IPM. La discusión de esta parte se describe con detalle en la referencia [2]. Además, conviene mencionar si la lógica de control es de lógica positiva o de lógica negativa, cuál es más fiable. El autor conoció a un director de diseño bastante veterano, que creía en la afirmación de los principales fabricantes japoneses y pensaba que el control por lógica positiva sería mucho más fiable que el control por lógica negativa. En realidad, la lógica negativa ofrece una alta robustez Cuando la alimentación del IPM es anómala, el interruptor puede apagarse de forma segura. Ambos modos de control tienen sus propias ventajas y desventajas. No se puede afirmar cuál es más fiable. Tomando como referencia la figura (XII), cuando el nivel de ruido supera el nivel de control reconocido por el IPM, el mecanismo de la lógica negativa consiste en apagar el IGBT, mientras que la lógica positiva consiste en encender el IGBT. En general, los estados de conmutación de los brazos superior e inferior son en su mayoría complementarios. Por ello, para el IPM controlado por lógica negativa, apagar el IGBT que debería haberse encendido durante unos pocos microsegundos como máximo solo reduce el aprovechamiento de la tensión; pero en el IPM controlado por lógica positiva existe el peligro de que conduzcan simultáneamente arriba y abajo, lo que provoca un cortocircuito de brazo. Además, en el diseño de control directo, aunque el control por lógica negativa requiere un resistor pull-up, la capacidad de fan-out de un MCU general suele ser más débil que su capacidad de hundimiento, aproximadamente de 1/5 a 1/10. Por tanto, el riesgo del control por lógica positiva aparece cuando el puerto de salida del MCU requiere una corriente de salida alta, y el nivel de control puede activarse Sin embargo, cuando el control por lógica negativa emite nivel alto, el puerto de control queda en alta impedancia, y la corriente de control la proporciona la fuente del resistor pull-up, por lo que no se presenta el problema del control por lógica positiva. Alta fiabilidad del IC de control y del semiconductor de potencia Aunque el IPM ofrece muchas ventajas que los componentes tradicionales no pueden tener al cambiar el tipo de encapsulado, debe señalarse que no modifica la función ni las características de la esencia del semiconductor. Por tanto, si el IC de control seleccionado y el cristal semiconductor de potencia presentan limitaciones y defectos de aplicación, el IPM Estas limitaciones y defectos existirán inevitablemente. Por ejemplo: si se selecciona el IPM del fabricante A El interruptor de potencia es un IGBT de tecnología no perforada (NPT), mientras que el IGBT de tecnología perforada (PT) seleccionado por el fabricante B hace que las características de ambos IPM sean diferentes. La recientemente popular tecnología trench es también una tecnología derivada del tipo perforado. Aunque mejora en gran medida la desventaja de la baja velocidad de conmutación de los IGBT tradicionales de tipo perforado, también presenta las características de una débil capacidad de soportar corriente de cortocircuito y de parámetros sensibles a los cambios de temperatura. El IC de control utilizado es el mismo. Por ello, si se logra comprender plenamente el rango limitado del semiconductor seleccionado para el IPM frente a cambios de temperatura, di/dt, dv/dt y subvoltaje instantáneo, y se elige así el IPM adecuado a los requisitos de la aplicación del sistema, entonces el diseño ya habrá tenido más de la mitad del éxito. En cuanto a la experiencia del propio autor, la verificación ambiental combinada puede detectar fácilmente defectos del diseño del sistema debido a la combinación de esfuerzos de temperatura, vibración, tensión y corriente, pero dificultará enormemente el análisis de las causas del fallo. Si el diseñador tiene ya muy clara, en el esquema de diseño de componentes separados, la influencia de las distintas características de los componentes en el sistema, se recomienda que el proveedor facilite las especificaciones, la verificación de fiabilidad y la experiencia de aplicación en el mercado de los semiconductores seleccionados en el IPM frente a los componentes convencionales encapsulados por separado; se cree que esto será de gran ayuda para verificar la fiabilidad del IPM y las causas de los fallos de separación. Conclusión Aunque el IPM ofrece una solución para simplificar el diseño del sistema y mejorar la densidad de potencia en controladores de motores trifásicos o sistemas de alimentación ininterrumpida de topología de tres brazos, debido a sus especificaciones de encapsulado y métodos de fabricación únicos, todavía parece difícil competir, en términos de coste por componente, con los componentes encapsulados por separado estandarizados y producidos en masa. No obstante, bajo la ley de hierro según la cual el coste de cualquier tecnología emergente acabará resolviéndose con el tiempo, la tendencia a sustituir el encapsulado tradicional por el encapsulado integrado de potencia no podrá evitarse. Además de explicar claramente las diferencias de rendimiento, fiabilidad y coste total derivadas del uso del IPM en el diseño del sistema; también combinado El modo de pensar de los diseñadores del fabricante del módulo y de los diseñadores del sistema ofrece a los lectores distintas perspectivas al comprender y seleccionar el IPM. Al mismo tiempo, en el artículo se aclaran algunas ideas erróneas. Se espera que los lectores interesados en usar o que ya hayan usado IPM mejoren su comprensión de este tipo de componentes Referencias: 1. Dai Zhizhan, «Introducción al encapsulado y aplicación de módulos inteligentes de potencia», Red de aprendizaje en línea de tecnología de motores, n.º 94, septiembre de 2004 2. Dai Zhizhan, «Diseño de IC de control especial para circuitos de medio puente/completo puente», Red de aprendizaje en línea de tecnología de motores, n.º 184, junio de 2006 3. «Electrónica de potencia: convertidores, aplicaciones y diseño», Mohan, Undeland y Robbins, Wiley, 1989 4. «Dispositivos semiconductores de potencia para variadores de frecuencia», B. Jayant Baliga, 1994 5. T. Fukami, H. Senda, T. Onishi, T. Kushida, T. Shoji, M. Ishiko, «Propuesta de tecnología de detección para fallos del área de operación segura en polarización inversa mediante conmutación inductiva sin limitación», Proceedings of IEEE, pp. 2053-2059, 2005. 6. Nota de aplicación 9016 de Fairchild, K. S. Oh, febrero de 2001 7. "Módulo de potencia para control de electrodomésticos", revista de aplicaciones de IEEE, pp. 26-34, julio de 2002 8. Qiankun Technology, "seminario técnico sobre módulo inteligente de alimentación para accionamiento de motores de alta potencia", marzo de 2005 9. Daizhizhan, "nuevo amplificador de potencia conmutado para sistema maglev de alta eficiencia", tesis de maestría, Instituto de Ingeniería Eléctrica, Universidad de Tsinghua, junio de 1995

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